Журнал РАДІОЛОЦМАН, жовтень 2015

Al Dutcher

EDN

У цій статті пропонується проста, дешева і компактна схема широкодіапазонного джерела гармонійних коливань з низьким рівнем нелінійних спотворень для конструювання і налагодження аудіо схем. Хоча стабільність синусоїдального сигналу, який можна отримати методом прямого цифрового синтезу, істотно вище, а гармонік і інших побічних частотних компонентів в ньому менше, цей, в певній мірі, «ретро» підхід дозволяє розробникам відточувати свої навички моделювання, використовуючи безкоштовний симулятор LTSpice компанії Linear Technology . Генератор містить частотозадающіх ланцюг і оригінальний амплітудний обмежувач, що запобігає насичення схеми, спотворення сигналу і виникнення гармонік.

У багатьох генераторах звукової частоти використовується класична топологія з смуговим фільтром на основі моста Вина і ланцюгами, що містять лампи розжарювання, термістори або польові транзистори з pn переходом, необхідні для автоматичної зміни коефіцієнта зворотного зв'язку і обмеження амплітуди.

Однак чутливі до амплітуди резистори вносять невелику затримку, яка може стати причиною пульсацій амплітуди під час стабілізації генератора. Крім того, «м'які» характеристики обмежувача вимагають використання частотно-залежних компонентів, що відстежують і підтримують амплітуду постійної в усьому діапазоні частот генерації. Діодні обмежувачі мають більш м'які характеристики, що не дозволяють підсилювача йти в «жорстке» обмеження і, крім того, вони не вносять затримки обвідної. Частотна характеристика фільтра на основі моста Вина спадає відносно повільно, що ні дет можливості адекватно послаблювати гармонійні складові, що породжуються обмеженням сигналу. Внаслідок цього розробники більшості високоякісних генераторів намагаються уникати використання жорстких обмежувачів.

На рисунку 1 зображена схема генератора гармонійних коливань з нестандартним використанням логічних елементів. Заснований на топології зі зворотним зв'язком за параметрами режиму, що об'єднує в одній схемі фільтри нижніх і верхніх частот і смуговий фільтр, цей генератор спирається на пікові характеристики двополюсного фільтра нижніх частот (ФНЧ) з докритическим загасанням, значно збільшує рівень основної гармоніки. Фільтр нижніх частот забезпечує спад рівнів гармонік зі швидкістю -12 дБ на октаву. Петля зворотного зв'язку із змінними параметрами утворена двома інтеграторами і суммирующим підсилювачем, сдвигающим фазу на 180 °. Кожен з двох інтеграторів додає майже по -90 ° додаткового фазового зсуву, і, таким чином, вся петля зворотного зв'язку, вносячи фазовий зсув трохи менше 360 ° або 0 ° і маючи одиничне посилення, забезпечує генерацію схеми.

Як підсилюючих елементів замкнутого контуру обрані небуферізованних КМОП інвертори 74HCU04 , Завдяки яким схема вийшла простотою, смуга пропускання широкої, а логічні пороги самоустанавливающимися. Коефіцієнт посилення кожного інвертора відносно невеликий і дорівнює приблизно 15. Працюючи в лінійному режимі класу A, інвертори не створюють спотворень типу "сходинка", в результаті чого виникають гармоніки мають амплітуди, швидко спадають з ростом порядку. У корпусі 74HCU04 міститься шість інверторів, що дозволяє зробити генератор на одній мікросхемі.

Щоб зрозуміти, як працює схема, приймемо суммирующий вузол на вході IC1C за точку початку відліку фази. Підсумовує підсилювач IC1C забезпечує перший зсув фази на 180 ° (інверсію сигналу). Кожен з підсилювачів-інтеграторів IC1A і IC1B має добротність, визначальну посилення порядку 15, і додає -86 ° до загального фазовий зсув 180 °, в результаті чого їх внесок становить 180 ° - 86 ° = 94 °. Сумарний зсув фаз, що створюється цими трьома каскадами, дорівнює 180 ° + 94 ° + 94 ° = 8 °. Таким чином, до «ідеальних 0 °», необхідних для виникнення генерації, схемі не вистачає зсуву фаз на 8 °. Загальна добротність схеми, рівна приблизно 7.5, забезпечує посилення і фільтрацію основної частоти порядку 17 дБ, проте самозбудження схеми при фазовому зсуві 8 ° не відбувається.

Щоб отримати необхідний для самозбудження генератора фазовий зсув, рівний рівно 360 °, використовується невелика частина сигналу смугового фільтра, що працює при фазовому куті 180 ° + 180 ° - 86 ° = -86 °. Поєднання добротності схеми, рівній 7.5, і чотириразового ослаблення сигналу з проміжного виходу смугового фільтра визначає адекватні значення посилення і фазового зсуву, необхідні для виникнення генерації. Завдяки симетричній конфігурації внутрішніх транзисторів схема КМОП інвертора прагне підтримувати логічний поріг на рівні половини її напруги харчування. Однак провідність N-канального МОП транзистора вище, ніж у його P-канального двійника, через що логічний поріг злегка зміщується в бік негативної шини харчування. У зв'язку з тим, що при використанні інвертора для обмеження амплітуди коливань такий дисбаланс призвів би до асиметрії сигналу, в схему додана пара включених зустрічно-паралельно діодів D1 і D2 типу 1N4148 , Що виконують функцію симетричного обмежувача і не дозволяють інверторів спотворювати вихідний сигнал смугового фільтра.

При м'якому обмеження рівень третьої гармоніки вихідного сигналу становить -17 дБ, що знижує вимоги до параметрів фільтра. Відгук фільтра досягає максимального значення 17 дБ на частоті генерації, а ФНЧ забезпечує придушення третьої гармоніки на 20 дБ при ідеальному загальному придушенні -54 дБ. На практиці посилення і порогові характеристики КМОП пристроїв відхиляються від ідеальних, в результаті чого нелінійні спотворення гармонійних сигналів на виході ФНЧ в такій схемі можуть досягати 1%, що, втім, для передбачуваної області застосування цілком прийнятно. Значно поліпшити характеристики генератора могла б заміна КМОП інверторів операційними підсилювачами.

Фільтр верхніх частот (ФВЧ) формує перший вхідний сигнал інтегратора, а два включених послідовно інтегратора зрушують фазу на 180 ° для всіх частотних компонентів, і, крім того, послаблюють гармоніки сигналу в N2 разів, де N позначає номер гармоніки. Віднімання частини сигналу ФВЧ, що містить створені діодними обмежувачем гармоніки, з сигналу ФНЧ ще більше знижує рівень паразитних компонентів у вихідному сигналі. R8 і R9 утворюють компенсаційний дільник 10: 1 забезпечує додаткове зниження рівня гармонік на 6 дБ при коефіцієнті нелінійних спотворень вихідного сигналу 0.5%. На рисунку 2 показані рівні гармонік при основній частоті вихідного сигналу дорівнює 500 Гц.

Генерація виникне при одиничному посиленні, коли реактивні опору інтеграторів дорівнюватимуть опорам резисторів інтеграторів, а її частота дорівнюватиме

де

R = (RV1 + R2) = (RV2 + R3) і
C = C1 = C2.

При C = 10 нФ і R, що змінюється від 8 до 80 кОм, вихідна частота схеми буде змінюватися від 200 Гц до 2 кГц. Узгодженість зміни опорів в інтеграторах забезпечить зв'язаність керуючих секцій. Для перебудови частоти ви можете використовувати здвоєний стерео аудіо потенціометр з опором 100 кОм. Щоб перекрити звуковий діапазон від 2 Гц до 200 кГц, буде потрібно додати двосекційний перемикач діапазонів (не показаний на схемі), який дозволить вибирати відповідні пари конденсаторів з ряду значень 1 мкФ, 100 нФ, 10 нФ, 1 нФ і 100 пФ. В принципі, можна підібрати узгоджені пари термостабільних керамічних конденсаторів, проте конденсатори з плівковим діелектриком забезпечать більш високу стабільність частоти. Коригувальний конденсатор C3 покращує рівномірність АЧХ в області верхніх частот. У типовій робочій смузі частот нерівномірність амплітудної характеристики не виходить за межі 1 дБ.

Один з трьох, що залишилися інверторів (IC1F) використовується в якості джерела віртуальної землі, ділячи навпіл плаваюче напруга живлення 5 В, що отримується від батареї з чотирьох нікель-кадмієвих або нікель-металогідридних акумуляторів типорозміру AA. Середній струм, споживаний від акумуляторів, становить 50 ... 60 мА. І, нарешті, останні два інвертора IC1D і IC1E коммутируются перемикачем S1 таким чином, щоб підключити або буферний підсилювач з одиничним посиленням для гармонійного сигналу, або тригер Шмітта для формування прямокутних імпульсів. Резистором R11 встановлюється рівень гістерезису тригера Шмітта. Для спрощення збірки схеми скористайтеся беспаечное макетної платою, а мікросхему 74HCU04 виберіть в корпусі DIP.

Конструюючи схему, враховуєте, що 74HCU04 має значне посилення на високих частотах, тому надмірно довгі висновки можуть стати причиною паразитного генерації, придушити яку допомагає резистор R1, що знижує коефіцієнт посилення в дуже широкому діапазоні частот. Зменшивши номінали компонентів, ви легко змусите схему генерувати на високих частотах, і хоча її стабільність поступається LC-генератора, діапазон робочих частот цієї схеми досить широкий.

1. Datasheet NXP 74HCU04